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应用笔记 AN016

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采用了GaNSense™技术的NV6169 PQFN 8×8 GaNFast™功率IC，适用于更高功率的应用

Tom Ribarich, 战略营销高级总监

简介

纳微半导体公司的GaNFast功率IC采用了GaNSense技术，具备控制、驱动、感应和保护等功能，适用于移动、消费、工业、数据中心和企业等市场领域的30W至1kW的应用。集成栅极驱动消除了寄生栅极环路电感，并可以防止栅极振铃和毛刺。集成的无损电流感应功能无需外部电流感应电阻，可提高系统效率，缩小PCB占板面积，消除RCS热点，并提供实时过流保护（OCP）和过温保护（OTP），实现针对短路和过载故障情况的快速且可靠的保护。NV6169进一步将GaNSense产品系列扩展到更高功率的应用，具备较低的45mΩRDS(ON)，采用了新型PQFN8x8mm封装，具备较大的散热焊盘，可实现卓越的散热管理。

本应用笔记详细介绍了NV6169和GaNSense的功能、原理图和PCB布线指南、电路示例和波形、以及散热管理说明。这些说明可以帮助实现最高效率和功率密度，以实现最高水平的系统稳健性和可靠性。

概述

凭借集成的栅极驱动、宽范围的VCC和PWM输入、内部ESD保护和较大的散热焊盘等优势，GaNFast功率IC已在多种高密度电源产品中得到采用。GaNSense技术还提供另一层关键特性，包括无损电流感应、OCP、OTP和自动待机模式，这些特性可以提高系统稳健性和可靠性，实现更高的系统效率，并降低待机功耗。这些GaN功率IC具有易用性和设计灵活性，可与所有流行的拓扑和控制器兼容，可实现高频开关。为了进一步将GaNSense产品系列扩展到更高功率的应用，NV616945mΩ版本采用了PQFN8x8封装。NV6169的IC引脚包括（见图1）漏极引脚（D）、源极引脚（S）、I/O引脚、以及一个较大的源极散热焊盘。I/O引脚包括IC电源引脚、PWM输入、dV/dt导通控制、电流感应输出和故障输出。外部电源转换电路的大部分开关电流从漏极引脚流经GaN功率FET，然后流向源极引脚。GaNIC产生的热量必须通过源极散热焊盘导出到PCB。然后使用较大的PCB覆铜区域和散热孔将热量传导到PCB的另一侧和/或具有较大覆铜区域的内层，然后热量可以在此处散开和冷却。散热焊盘很方便地连接到了PGND，以获得额外的PCB散热覆铜区域。

图1. NV6169 PQFN 8×8 封装底部视图（左）及简化原理图（右）

IC引脚、连接和元件

该GaNIC的典型连接电路图如图2所示。IC引脚包括GaNIC的漏极（D）、GaNIC的源极（S）、IC电源（VCC）、栅极驱动电源（VDD）、栅极驱动开启控制SET输入（RDD）、PWM输入（PWM）、故障输出（FLT）、电流感应输出（CS）、自动待机模式输入（STBY）、以及5V电源（5V）。源极焊盘和源极（S）引脚1-6、30-36都应连接到系统PGND。源极（S）引脚10、16、17可用于IC外部元件的本地GND连接。源极引脚（S）在内部连接到源极焊盘，但最好也在外部将源极引脚连接到源极焊盘（参见PCB布线指南，第11页）。漏极引脚（D）18-29在内部进行连接，外部连接也是很好的做法。IC周围的外部元件包括：从VCC引脚连接到源极引脚（S）的VCC滤波电容（CVCC）、从VDD引脚连接到源极引脚（S）的VDD滤波电容（CVDD）、从VDD引脚连接到RDD引脚的导通dV/dt设置电阻（RDD）、从CS引脚连接到源极引脚（S）的电流感应幅值设置电阻（RSET）、自动待机模式使能引脚（STBY）连接到源极引脚（S）。从引脚5V到源极（S）需要一个串联电阻器（R5V，10Ω典型值）和一个电容器（C5V，0.01uF典型值）。5V引脚仅供内部使用，不得用于偏置外部电路。下表（表1）显示了连接到该GaNIC引脚的外部元件的推荐元件值（仅典型值）。这些元件应尽可能靠近IC放置。

图2. GaNIC连接电路图

表1. 推荐元件值（仅典型值）

无损电流感应

对于许多应用，有必要感应流经GaNIC的逐周期电流。现有的电流感应解决方案包括在功率FET的源极连接和PGND之间放置一个串联电流感应电阻。使用外部电流感应电阻会增加系统传导功率损耗，在PCB上产生热点，并降低整体系统效率。为了消除外部电阻器和热点并提高系统效率，这款GaNIC集成了精确且可配置的无损电流感应。流经GaNIC的IDS电流在内部被感应（图4），然后被放大、修整、并在电流感应输出引脚（CS）处转换为电流。从CS引脚到SGND引脚连接一个外部电阻器（RSET），用于设置CS引脚电压信号的幅值。这有助于对CS引脚信号进行配置，以便与具有不同电流感应输入阈值的不同控制器搭配使用。

图4. 无损电流感应电路和时序图

由于内部电流感应和放大器电路的精心设计，加上生产过程中的精确测试和微调，内部电流感应电路的精确度非常高（图5）。CS引脚电流与温度的关系图说明了内部电路的正常正温度系数行为，在-40至125°C范围内有+/-4%的容差。

图5. CS 引脚电流与TCASE对比和调整后的生产数据（仅典型值）

无损电流感应（接上页）

GaNSense技术与现有的外部电阻感应方法相比（图6），总导通电阻RON(TOT)有显著的降低。例如，对于300W高频升压PFC电路来说，RON(TOT)从95mΩ降低到了45mΩ。通过取消外部电阻所节省的功率损耗为整个系统带来了+0.2%的效率改善，并消除了外部RCS电阻的PCB热点（>85°C）。

图6. 外部电阻感应vs. GaNSense技术

要选择正确的RSET电阻值，可以使用以下公式（公式1）。该公式使用了等效的所需外部电流感应电阻值（RCS）以及内部感应电路的增益。然后，此RSET值将在CS引脚上给出正确的电压电平，以与系统控制器的内部电流感应阈值兼容。
公式1. RSET电阻值公式

无损电流感应（接上页）

在基准测试期间，开关波形（图7）显示了在电感式开关升压CCM条件下CS引脚跟随性能与电感电流（IL）的关系。开关性能在30A电流水平下表现出了出色的VCS和IL实时匹配和跟随。为了显示跟随精度，所有波形的CS引脚电压刻度均基于RCS增益计算，以匹配电流探头刻度。

图7. 无损电流感应波形（电感式开关升压CCM）

过流保护（OCP）

该GaNIC包含逐周期过流检测和保护（OCP）电路，以保护GaNIC免受高电流水平的影响。在每个开关周期的导通时间内，如果峰值电流超过内部OCP阈值（1.9V，典型值），则内部栅极驱动器将快速关闭GaNIC，并缩短导通时间以防止IC发生损坏。然后，IC将在下一个导通时间周期开始时的下一个PWM上升沿再次开启（图8）。这种OCP保护功能将在每个开关周期内对IC进行自我保护，防止出现快速峰值过流事件，大大提高系统的稳健性和可靠性。OCP阈值公式（图8）是内部电流感应比和外部RSET电阻的函数，可用于配置所需的OCP电流限制水平。内部OCP阈值（1.9V，典型值）远高于许多流行的升压PFC控制器的OCP阈值。这确保了该IC与市场上现有控制器的良好兼容性，而不会出现OCP阈值冲突。图9显示了在电感式开关（升压CCM）的逐周期OCP限制期间所测量的波形。我们也可以看到，在每个OCP事件期间，FLT输出随着每个周期逐渐变低。

图8. OCP时序图和OCP阈值公式

图9. 升压CCM 期间的过流逐周期限制

过温保护（OTP）

NV6169包含过温检测和保护（OTP）电路，可保护IC免受过高结温（TJ）的影响。由于过载、高环境温度和/或不良的散热管理，可能会出现高结温。如果TJ超过内部TOTP+阈值（165℃，典型值），那么IC将安全锁定（图10）。当TJ再次下降并低于内部TOTP-阈值（105℃，典型值）时，OTP锁存器将被复位。在此之前，当VCC大于5V时，内部OTP锁存器可以保证保持在正确状态。在OTP事件期间，该GaNIC将锁存，系统VCC电源电压会由于辅助绕组电源的损耗而降低。系统VCC将降至低于系统控制器的UV-阈值下限，系统高压启动电路将开启，VCC将再次增加（图10）。VCC将增加至高于上升的UV+阈值，控制器将打开并再次提供PWM脉冲，但NV6169将保持关闭，直到TJ降至TOTP-以下并且OTP故障锁存器复位。一旦故障锁存器复位，该GaNIC将在控制器发出下一个PWM脉冲时再次开始开关。在OTP故障条件下，FLT输出将变为低电平，并在整个OTP故障条件下保持低电平。

图10. OTP时序图

可配置导通dV/dt控制

在第一次启动脉冲期间或硬开关状态期间，最好限制GaNIC在导通期间的漏极电压变换速率(dV/dt)。这是降低EMI或降低电路开关噪声所必需的。为了对GaNIC的导通dV/dt电压变换速率进行配置，在VDD引脚30和RDD引脚29之间放置了一个电阻器（RDD）（参见图2）。该电阻器（RDD）设置了内部栅极驱动器的导通电流，从而设置了功率FET漏极的导通下降沿dV/dt电压变换速率（图11）。图12展示了实际VDS波形和dV/dt电压变换速率与不同导通电流值的关系。

图11. 导通dV/dt 变换速率控制简化时序图

图12. 不同导通电流水平下的VDS导通变换速率（dV/dt）波形（电感式开关升压CCM）

自动低功耗待机模式

该GaNIC包含自动低功耗待机模式，来禁用IC并降低VCC电流消耗。在正常工作模式下，PWM引脚产生驱动信号以开启和关闭GaNIC。如果PWM引脚上的输入脉冲停止，并在内部超时待机延迟（tTO_STBY，90us，典型值）期间保持低于VPWML关断阈值下限（1.1V，典型值），则IC将自动进入低功耗待机模式（图13）。这将禁用栅极驱动和其他内部电路，并将VCC电源电流降低到一个低水平（255uA，典型值）。当PWM脉冲重新启动时，IC将在PWM输入的第一个上升沿唤醒，并再次进入正常工作模式。要启用自动待机模式，自动待机模式引脚14（STBY）应设置为“低”，并连接到最近的源极（引脚16）。要禁用自动待机模式，STBY引脚14应设置为“高”，并连接到相邻的5V引脚13。

图13. 自动低功耗待机模式简化电路和时序图

PCB布线指南（PQFN8x8mm）

要获得最佳的电气和散热效果，必须遵循这些PCB布线指南和以下着重显示的4个步骤：

1）将IC元件尽量靠近GaNIC放置。将RSET电阻直接放置在CS引脚旁边，以将高频开关噪声降至最低。

2）将IC元件的接地连接到源极引脚10或源极引脚17，以尽量减少高频开关噪声。

3）将所有连接布线在单一层上。这样使得其他层上可以有较大的散热覆铜区域。

4）在源极焊盘上及周围放置大面积的覆铜区域。

5）在源极焊盘和源极覆铜区域内放置许多散热孔。

6）在所有其他层（底部、顶部、中间1、中间2）上放置尽可能大的覆铜区域。

图14. PCB布线步骤

PCB布线示例

以下示例（图15）显示了NV6169PQFN8x8mm正确布线的PCB测试板示例。所有元件都放置和布线在顶层，使得所有其他层可以用于较大的覆铜区域和散热孔。如果使用4层PCB，则可以获得额外的散热覆铜区域。

图15. GaNIC的PCB和布线示例。(a) 顶层PCB，(b) 底层PCB，(c) 电路原理图

散热管理

以下热模型（图16）是针对GaNIC安装在PCB一侧的PCB子卡。GaNIC产生的热量流经封装引线框架，流向PCB覆铜层和散热孔，通过导热界面材料（TIM），并横向通过PCB流向侧面。然后TIM进入安全绝缘材料（麦拉片），然后进入铜屏蔽层（用于散热和EMI抑制）。我们在图18中列出了这些材料的导热系数。为了呈现满载运行的300W充电器内部的实际热条件，铜屏蔽层保持在85℃，TAMB设置为80℃，GaNIC的PLOSS设置为1W。根据热模拟（图17），GaNIC的TJ达到约97.3℃。对于在最恶劣的线路、负载和环境温度条件下运行的GaNIC，这个结果看起来是不错的。通过使用具有更高导热性的TIM和使用更薄的麦拉片（如果安全条件允许），可以进一步改善GaNIC的温度管理。

图16. 子卡热模型堆叠图

图17. 子卡3D热模拟(PLOSS_GaN= 1 W, TAMB= 80℃)

散热管理（接上页）

常用于屏蔽层的材料包括铜或铝。也可以使用钢，实现更好的EMI屏蔽，并且通常镀锡以防止生锈或腐蚀。下表总结了一些可以使用的热叠层和屏蔽层材料（图18）。

图18. 热叠层和屏蔽层材料汇总

参考资料（www.navitassemi.com）

1)GaNFastNV6123、NV6125、NV6127数据手册，NavitasSemiconductor，2019

2)GaNFast功率IC散热管理，AN010，NavitasSemiconductor，2019

3)采用GaNSense技术的GaNFastNV613x/NV615x、NV6169功率IC数据手册，NavitasSemiconductor，2021/2022

4)采用GaNSense技术具备无损电流感应和自动保护的新型GaNFast功率IC ，AN015，Navitas Semiconductor，2021

补充信息

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